導(dǎo)言：作為寫作愛好者，不可錯過為您精心挑選的10篇濾波器設(shè)計(jì)論文，它們將為您的寫作提供全新的視角，我們衷心期待您的閱讀，并希望這些內(nèi)容能為您提供靈感和參考。

篇1

2濾波器設(shè)計(jì)仿真

根據(jù)實(shí)踐需要，設(shè)計(jì)滿足上級輸出電路阻抗為100Ω、下級輸入電路阻抗為50Ω、截止頻率為5MHz的5階巴特沃斯低通濾波器。普通差分濾波器由于其極點(diǎn)與單端濾波器極點(diǎn)相同，故具有相同的傳遞函數(shù)，因而依據(jù)單端濾波器配置的差分結(jié)構(gòu)濾波器能夠滿足指標(biāo)要求。在差分結(jié)構(gòu)形式上進(jìn)行接地優(yōu)化后，由于接地電容具有低通濾波功能，不同電容值C會導(dǎo)致不同頻段幅頻響應(yīng)迅速衰減。圖2～圖5分別為普通差分濾波器與多處接地差分濾波器的配置電路與幅頻特性曲線。由仿真結(jié)果可得，截止頻率為5MHz的多處接地差分濾波器幅頻響應(yīng)在9MHz內(nèi)迅速衰減至-50dB，而后在10MHz處上升為-30dB；而普通濾波器幅頻特性在9MHz處為-20dB，在10MHz處為-22dB。因此，接地優(yōu)化濾波器幅頻特性曲線總于普通差分濾波器幅頻特性曲線形成的包絡(luò)內(nèi)，故多處接地達(dá)到了過渡帶變窄與抑制高頻的效果，因而接地優(yōu)化電路設(shè)計(jì)通過仿真是可行的。

3實(shí)物驗(yàn)證與分析

由于實(shí)際電路與理想條件有一定差異，可能導(dǎo)致實(shí)際效果與仿真結(jié)果不符，為驗(yàn)證接地優(yōu)化差分濾波器，在實(shí)際電路中能夠提高截止頻率附近幅頻特性與抑制高頻干擾的能力，將上一節(jié)仿真通過的普通差分濾波器與接地差分濾波器制作成PCB電路，通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試其頻率特性，結(jié)果如圖6～圖9所示。由圖可得，多處接地差分濾波器電路中，由于接地電容相當(dāng)于一階低通濾波器，所以由接地電容與普通差分濾波器組成低通濾波網(wǎng)絡(luò)能夠大幅提高濾波器截止頻率附近幅頻特性。同時(shí)，由于容抗Zc=1/2πfC隨f增大而減小，在高頻時(shí)幾乎為零，高頻信號可以通過電容落地，故其在高頻抑制能力上大大優(yōu)于普通濾波器。因而接地優(yōu)化在實(shí)際電路應(yīng)用中是真實(shí)有效的，可以應(yīng)用于抑制高頻信號的低通濾波器中。

篇2

中圖分類號:TP391.4文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A文章編號:1009-3044(2009)31-pppp-0c

A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy

ZHANG Wei-wei

(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)

Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.

Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference

活動性檢測(Voice Activity Detect)又稱端點(diǎn)檢測,在語音信號數(shù)字處理當(dāng)中具有十分重要的作用。包括語音識別、說話人識別與確認(rèn)、語音合成、語音編解碼等各種應(yīng)用在內(nèi),都離不開語音活動性檢測[1]。對于語音識別以及說話人識別與確認(rèn)系統(tǒng)而言,如果端點(diǎn)檢測的結(jié)果不夠準(zhǔn)確,系統(tǒng)的識別性能就得不到保證,另外,如果語音端點(diǎn)檢測的結(jié)果過于放松,則會增加過多的靜音部分,造成系統(tǒng)運(yùn)算量的增加,同時(shí)對識別結(jié)果也具有負(fù)面影響[2]。

傳統(tǒng)的語音活動性檢測方法主要采用語音信號的基本短時(shí)參數(shù):短時(shí)能量、過零率等。漢語中的濁音部分短時(shí)能量和清音部分短時(shí)能量在有聲\無聲段的區(qū)別明顯。經(jīng)過大量的實(shí)驗(yàn),可以統(tǒng)計(jì)出短時(shí)能量和過零率在有聲段和無聲段的區(qū)別,從而設(shè)定閾值,決定當(dāng)前語音幀屬于有聲段還是無聲段[1]。但是,這種方法在噪聲環(huán)境中的判別性能有所下降,當(dāng)信噪比低于一定程度的時(shí)候,甚至無法得到正確的判別結(jié)果,對于大多數(shù)實(shí)際應(yīng)用系統(tǒng)來說,這個(gè)問題顯得尤其重要。論文提出了一種噪聲環(huán)境下穩(wěn)健的語音活動性檢測方法,該方法對于不同噪聲水平的環(huán)境下的語音活動性檢測具有很好的魯棒性。

1 算法流程

論文算法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1)窗選幀能量:對輸入語音信號進(jìn)行分幀、加漢明窗,并在一個(gè)隊(duì)列結(jié)構(gòu)當(dāng)中保存相鄰的M幀能量作為滑動濾波器的輸入。

2)滑動平均濾波器:常規(guī)的M階時(shí)域滑動平均濾波器定義為M個(gè)采樣的算術(shù)平均,

即:

■ (1)

在這里,考慮到在一段時(shí)間之內(nèi),噪聲信號動態(tài)范圍往往沒有語音信號的動態(tài)范圍大[5],也就是說,噪聲信號的能量分布相對比較集中,因此,在一段窗選信號范圍內(nèi),幀能量間的差距越小,則該段窗選信號屬于噪聲的可能性就越大,由于語音信號的動態(tài)范圍比較大(一般在30dB左右),如果一段窗選信號范圍內(nèi)多數(shù)為語音信號,各幀能量的差距會比較大[6]?；诖?我們選擇一個(gè)完整周期內(nèi)具有對稱正負(fù)半周的滑動平均濾波器來對窗選幀能量進(jìn)行濾波。濾波器的具體形式可以有多種選擇,最簡單的形式如圖2所示。具有類似特點(diǎn)的還有正弦函數(shù)型滑動平均濾波器、升余弦型滑動平均濾波器等[3],考慮到減小吉布斯效應(yīng)[4]的要求,本文選擇了論文[7]提出的一種最佳滑動平均濾波器,其形式如圖3所示。

該濾波器的輸入-輸出關(guān)系如式2所示,其中A、Ki、S為濾波器的參數(shù)。該濾波器對于短時(shí)能量序列的輸入輸出具有以下特點(diǎn):

① 對于一段平緩的短時(shí)能量輸入序列,保持零輸出。比如平緩的背景噪聲或者保持平穩(wěn)能量值的語音,輸出值接近零;

② 對于一段遞增的短時(shí)能量輸入序列,輸出值也相應(yīng)遞增;

③ 對于遞減的短時(shí)能量輸入序列,輸出值相應(yīng)遞減;

■ (2)

假設(shè)M幀連續(xù)幀能量用Ei來表示,最佳滑動濾波器的參數(shù)用fi來表示,i=1,2,…,M,對M幀連續(xù)的幀能量進(jìn)行線性濾波,濾波器的輸出用Fout來表示,得到公式3如下所示:

■(3)

3)求解濾波器輸出一階差分:差分特征作為一種動態(tài)特征,能夠更好地反映序列的變

化趨勢,在語音識別應(yīng)用中,一階差分與二階差分作為動態(tài)特征引入特征向量,能夠得到更加穩(wěn)健的特征向量,從而提高識別率。在論文當(dāng)中,為了更好地反應(yīng)濾波器濾波輸出的變化,引入反映濾波器輸出動態(tài)變化的一階差分特性,求解當(dāng)前濾波器加權(quán)能量輸出與前一幀濾波器輸出的差值,作為反映濾波器輸出變化的向量。假設(shè)濾波器在各個(gè)時(shí)刻的輸出用向量 A=[a0a1a2…aN]T來表示,其中N為幀數(shù),αi為i時(shí)刻的濾波器輸出Fout,則經(jīng)過差分運(yùn)算之后的輸出為向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)

4)三態(tài)狀態(tài)機(jī):設(shè)計(jì)一個(gè)具有三個(gè)狀態(tài)的有限狀態(tài)機(jī)來進(jìn)行幀狀態(tài)的判定。首先,設(shè)定每幀存在speech、silence和temp三個(gè)狀態(tài),分別表示語音幀、靜音幀和過渡幀,其中temp狀態(tài)由三個(gè)子狀態(tài)組成,各個(gè)子狀態(tài)之間可以進(jìn)行有條件地相互跳轉(zhuǎn),其作用是在靜音幀向語音幀轉(zhuǎn)移的過程中,根據(jù)設(shè)定的條件充分吸收背景噪聲的影響,提高真實(shí)的語音幀被正確判決出來的概率。傳統(tǒng)的能量判據(jù)在抵抗突發(fā)噪聲干擾以及低信噪比環(huán)境下語音信號起始點(diǎn)的判定方面性能較差,采用過渡態(tài)可以有效地去除高能量平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的影響,在這里,過渡狀態(tài)temp的作用相當(dāng)于一個(gè)緩沖狀態(tài),所有從靜音幀到語音幀或者從語音幀到靜音幀的轉(zhuǎn)移都要首先經(jīng)過過渡幀,在它的三個(gè)子狀態(tài)中完成對幀狀態(tài)的細(xì)判,因此,算法首先有一個(gè)簡單能量的判別,該階段能量閾值T1的設(shè)置較寬松,其目的是為了剔除掉可能存在的能量值非常小的靜音段,如果某一幀的能量超過了T1,則進(jìn)入到過渡態(tài)temp,圖5給出了過渡態(tài)temp中進(jìn)行細(xì)判的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖。首先,在子狀態(tài)1判斷當(dāng)前幀能量與上一幀能量的差值,若該值小于閾值DIF,則認(rèn)為當(dāng)前幀可能屬于平穩(wěn)背景噪聲,繼續(xù)停留在子狀態(tài)1,若差值大于DIF,則進(jìn)入子狀態(tài)2,在子狀態(tài)2中,設(shè)置一個(gè)參數(shù)Duration來表示能量高于T1的連續(xù)信號幀數(shù),若該值大于閾值MAX_Dur,則可以認(rèn)為此段信號不屬于沖擊型突發(fā)噪聲,此時(shí)進(jìn)入子狀態(tài)3,否則繼續(xù)停留在子狀態(tài)2。在子狀態(tài)3中,定義信號幀的低頻能量為頻率在400Hz以下頻譜分量的能量總和,對于語音信號來說,其低頻能量一般較高,同時(shí)低頻能量占總能量的比例要高于大部分噪聲信號,設(shè)置低頻能量閾值Elow和能量因子ρ,如果當(dāng)前信號幀的低頻能量大于Elow并且能量因子同時(shí)大于ρ,則判定該幀信號為語音信號,進(jìn)入狀態(tài)speech,如果低頻能量的值較大而能量因子的值不高,則當(dāng)前幀屬于高能量噪聲的可能性很大,此時(shí)返回到過渡態(tài)的子狀態(tài)1繼續(xù)判斷,在過渡態(tài)的各個(gè)子狀態(tài)和speech狀態(tài),如果當(dāng)前信號幀能量小于T1,則跳轉(zhuǎn)到silence狀態(tài)繼續(xù)判斷,為了跟蹤背景噪聲的變化趨勢,如果狀態(tài)處于silence的幀數(shù)超過一定的數(shù)量,則更新原始的能量閾值T1。由此可以看出來,過渡態(tài)中的三個(gè)子狀態(tài)分別起到了消除平穩(wěn)背景噪聲、突發(fā)噪聲和高能量背景噪聲干擾的作用。

各個(gè)狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)化條件由a~f來表示,下面分別予以介紹:

1) 從temp狀態(tài)各個(gè)子狀態(tài)或者speech狀態(tài)跳轉(zhuǎn)回silence狀態(tài)。判斷條件是濾波器輸出bi

2) 從silence狀態(tài)進(jìn)入temp狀態(tài)子狀態(tài)1。判斷條件是濾波器輸出T1

3) 從temp子狀態(tài)1進(jìn)入temp子狀態(tài)2。判斷條件是連續(xù)兩幀濾波器輸出的差值大于DIF,否則仍然處于temp子狀態(tài)1或者返回silence。

4) 從temp子狀態(tài)2進(jìn)入temp子狀態(tài)3。判斷條件是能量大于T1的幀數(shù)Duration>MAX_Dur,否則仍然處于temp子狀態(tài)2或者返回silence。

5) 從過渡態(tài)temp進(jìn)入有聲態(tài)speech。判斷條件是低頻能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低頻能量高于Elow而能量因子小于ρ,則返回到temp子狀態(tài)1,否則仍然處于子狀態(tài)3或者返回silence。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

選取一段單通道、8K采樣、16bit量化的wav數(shù)據(jù)作為純凈語音信號,分別構(gòu)造5dB和0dB信噪比條件下的兩段語音數(shù)據(jù)(噪聲類型為零均值、單位方差的白噪聲),實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如圖5所示。選取幀長32ms,幀移16ms,濾波器階數(shù)M=25,圖6給出了兩種情況下含噪語音數(shù)據(jù)各幀的幀能量,可以看出來,僅僅利用傳統(tǒng)的幀能量進(jìn)行端點(diǎn)判決,判定結(jié)果極大地依賴于環(huán)境噪聲的水平,判定結(jié)果缺乏穩(wěn)健性。與之對比,圖7給出了使用論文算法得到的兩種情況下的輸出參數(shù),可以看出,在引入了滑動濾波器進(jìn)行濾波輸出和一階差分運(yùn)算之后,判定結(jié)果受環(huán)境噪聲水平變動的影響很小,兩種輸入信噪比情況下輸出參數(shù)曲線擬合地很好,算法對于平穩(wěn)噪聲干擾能夠得到穩(wěn)健的檢測結(jié)果。

為了檢驗(yàn)論文算法對不同類型突發(fā)噪聲干擾的穩(wěn)定性,在安靜實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下利用高性能麥克風(fēng)采集8K采樣、16bit量化的測試噪聲數(shù)據(jù)庫,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹氣聲、鼻子呼氣聲、拍手聲、拍桌子聲、敲桌子聲等,每人每種噪聲重復(fù)5遍。針對噪聲庫中的噪聲類型,在純凈語音信號開始之前添加一小段干擾噪聲信號,使用算法進(jìn)行端點(diǎn)檢測。定義檢測的前后端點(diǎn)位置和人工標(biāo)注的端點(diǎn)之間的差距都小于5幀時(shí),端點(diǎn)檢測結(jié)果正確。表1列出了對于一些平穩(wěn)噪聲和突發(fā)噪聲的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,可以看出對于拍手、敲桌子等突發(fā)型環(huán)境噪聲均可以較好地被采用三個(gè)子狀態(tài)的過渡態(tài)吸收掉,同時(shí),對于嘴吹氣、鼻子吹氣等較平穩(wěn)噪聲的吸收效果也很好。

表1 論文算法對不同類型噪聲的吸收效果

■

3 結(jié)論與總結(jié)

針對噪聲環(huán)境下語音活動性檢測準(zhǔn)確性下降的問題,論文提出了一種基于最佳滑動濾波

器的窗選幀信息語音活動性檢測算法,利用最佳滑動濾波器對若干幀能量進(jìn)行濾波,為了提高濾波結(jié)果的穩(wěn)健性,對濾波所得的能量序列求解一階差分運(yùn)算,將得到的差分輸出經(jīng)過一個(gè)三態(tài)有限狀態(tài)機(jī)進(jìn)行決策,利用包含三個(gè)子狀態(tài)的過渡態(tài)充分吸收各種高能量平穩(wěn)噪聲和常見突發(fā)噪聲,從而得到較好的端點(diǎn)檢測結(jié)果。仿真結(jié)果證明了該算法在不同性噪比條件下進(jìn)行端點(diǎn)檢測的有效性。同傳統(tǒng)的基于短時(shí)參數(shù)(短時(shí)能量、短時(shí)過零率)的端點(diǎn)檢測算法相比,論文算法具有能夠勝任大動態(tài)范圍噪聲水平變化條件下進(jìn)行準(zhǔn)確端點(diǎn)檢測的能力,同時(shí)對于一些常見的突發(fā)噪聲具有較好的吸收作用。此外,論文算法計(jì)算量小,非常適合作為語音增強(qiáng)、語音識別系統(tǒng)的高性能端點(diǎn)檢測模塊來使用,具有較大的應(yīng)用前景。

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篇3

2巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器比較

按照低通濾波器的衰減特性，可以分為巴特沃斯濾波器、切比雪夫?yàn)V波器、考爾參數(shù)濾波器和一般參數(shù)濾波器。后兩類濾波器要求元件嚴(yán)格符合設(shè)計(jì)值，而且為了達(dá)到設(shè)計(jì)的目的所需的階數(shù)都較高這為濾波器的實(shí)現(xiàn)帶來了困難[6]，因此本文僅針對巴特沃斯和切比雪夫?yàn)V波器的輸出特性進(jìn)行討論。

2.1巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器簡介巴特沃斯濾波器又稱最平響應(yīng)濾波器，在靠近零頻率（直流）處具有一個(gè)最平通帶，其平坦度隨著階數(shù)的增大而增大。趨向阻帶時(shí)，衰減單調(diào)增大，在ω=∞上出現(xiàn)無限大值。其衰減特性如圖1a所示。當(dāng)截止頻率為ωp時(shí)，其傳輸函數(shù)的模平方和衰減分別為切比雪夫?yàn)V波器的特點(diǎn)是，通帶內(nèi)衰減在零值和所規(guī)定的上限值之間做等起伏變化；阻帶內(nèi)衰減單調(diào)增大，在ω=∞上出現(xiàn)無限大值。其傳輸函數(shù)的模平方和衰減分別為

2.2相同衰減特性時(shí)階數(shù)的確定首先研究一下當(dāng)Ω很大時(shí)，巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器的衰減特性。由式（2），若Ω1，則巴特沃斯濾波器衰減近似為由上式可知切比雪夫?yàn)V波器的衰減特性漸進(jìn)于由起始值6(n?1)+20lgε開始，按每倍頻程6ndB的速率上升的直線。且假設(shè)通帶最大衰減為Ap，兩濾波器有共同的表達(dá)式p20.1101Aε=?巴特沃斯濾波器階數(shù)選取公式

3PWM整流器直流濾波器分析

3.1濾波器階數(shù)的選取當(dāng)整流器為電流源型PWM整流器時(shí)，其輸出充電電流的諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調(diào)制比m、直流側(cè)儲能電感L、電池內(nèi)阻r0以及電池端電壓E0有關(guān)，當(dāng)U0、r0和E0已定，PWM整流器輸出電流諧波隨著m的增大而減小?？紤]極端的情況，假設(shè)oU/3=150V，電池端電壓為E0=48V（根據(jù)目前實(shí)驗(yàn)室已有的條件，模擬4節(jié)12V/150A的串聯(lián)電池組），r0=0.3Ω，直流側(cè)儲能電感為3mH，則按照10h率充電的原則，調(diào)制比應(yīng)設(shè)在0.23左右，輸出電流諧波含量為14.5%。因?yàn)镻WM整流器輸出諧波主要為高次諧波且與開關(guān)頻率k有關(guān)[7]。按照2.1.1節(jié)方法，重新設(shè)計(jì)濾波器階數(shù)，則巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器的階數(shù)都為3。

3.2相同階數(shù)時(shí)兩類濾波器比較分析同為3階時(shí)巴特沃斯和切比雪夫?yàn)V波器的響應(yīng)時(shí)間。根據(jù)文獻(xiàn)[8]，我國低壓電網(wǎng)的阻抗值遠(yuǎn)大于動力蓄電池組的阻抗值，因此設(shè)計(jì)按匹配型濾波器設(shè)計(jì)充電機(jī)的直流濾波器會影響濾波效果，縮小輸出電流的可調(diào)范圍。按照非匹配型濾波器設(shè)計(jì)，并根據(jù)系統(tǒng)電壓可近似看作恒定不變的特點(diǎn)，以恒壓源激勵的非匹配型濾波器設(shè)計(jì)兩類三階的濾波器。恒壓源激勵的三階巴特沃斯和切比雪夫?yàn)V波器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相同，如圖2所示。參數(shù)見表1。系統(tǒng)的響應(yīng)時(shí)間可近似由其階躍響應(yīng)得到。因?yàn)殡姵爻潆姇r(shí)濾波器兩側(cè)都有電源，將圖2所示結(jié)構(gòu)濾波器看作是由端口N1和N2構(gòu)成的含源雙端口網(wǎng)絡(luò)，很容易寫出當(dāng)N1激勵為U1，N2激勵為E1時(shí)，N2電流I2對U1和E1的響應(yīng)為當(dāng)電池組內(nèi)阻為0.3Ω，Ap取1～10之內(nèi)的整數(shù)時(shí)巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器的參數(shù)見表1。其中電感的單位為毫亨，電容的單位為微法。將表1的數(shù)據(jù)代入式（7）求拉氏反變換即可求出其階躍響應(yīng)。理論上說兩濾波器的階躍響應(yīng)都是趨于無窮遠(yuǎn)處的減幅振蕩，為了比較兩濾波器的響應(yīng)速度，認(rèn)為振蕩幅值小于穩(wěn)定值的0.1%時(shí)即達(dá)到穩(wěn)態(tài)，則系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間見表2響應(yīng)時(shí)間對應(yīng)數(shù)據(jù)。

4仿真驗(yàn)證

4.1電流型PWM整流器濾波基于Matlab環(huán)境按照圖2所示搭建電池充電系統(tǒng)，其中整流器選擇電流型PWM整流器。因?yàn)殡娏餍蚉WM輸出電流諧波含量與整流變壓器輸出電壓U0、調(diào)制比m、直流側(cè)儲能電感L、電池內(nèi)阻r0以及電池端電壓E0有關(guān)，論文僅討論其他因素一定，調(diào)制比較低時(shí)的濾波效果（此時(shí)輸出諧波含量較高）。此時(shí)仿真系統(tǒng)內(nèi)參數(shù)設(shè)置為，整流變壓器輸出相電壓為150V，直流儲能電感為3mH，電池內(nèi)阻為0.3Ω，端電壓為48V，按照20A充電，m=0.23。將表1數(shù)據(jù)分別代入該系統(tǒng)的濾波器，仿真比較巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器輸出的濾波波形及其濾波效果。計(jì)算出相對于直流的諧波畸變率。因?yàn)闉V波后各次諧波含量基本在0.5%以下，為了便于觀察諧波分布情況，圖中將基波含量略去不顯示。計(jì)算結(jié)果見表2。限于篇幅，本文僅給出當(dāng)Ap=5時(shí)，電流型PWM整流器輸出電流波形，如圖3所示。從表2和圖3可以看出，當(dāng)濾波器的階數(shù)為3時(shí)，巴特沃斯濾波器的濾波效果和響應(yīng)時(shí)間，整體輸出性能要優(yōu)于切比雪夫?yàn)V波器，因而更加適合于電流型PWM整流器直流側(cè)濾波器的設(shè)計(jì)。

4.2三階濾波器與濾波電感的比較因?yàn)橹绷鱾?cè)電感的取值是限制電流型PWM整流器應(yīng)用的一個(gè)關(guān)鍵因素，根據(jù)文獻(xiàn)[10]，要達(dá)到電池充電低紋波的要求，電感取40mH。因此本文設(shè)計(jì)了當(dāng)直流側(cè)僅用40mH電感濾波的電路，與Ap=5時(shí)巴特沃斯濾波器的濾波效果進(jìn)行比較，仿真波形如圖4所示。由圖4可以看出，穩(wěn)態(tài)時(shí)電感兩端壓降達(dá)到212V，而濾波器僅為60V。因?yàn)楸疚姆抡嫠脼槔硐朐?，因此對輸出電流幾乎沒有影響，但是實(shí)際上電感元件是有內(nèi)阻的，如此大的壓降必定會產(chǎn)生巨大的損耗，這直接造成了能源的浪費(fèi)。如果將濾波電感的內(nèi)阻設(shè)為0.14Ω，則充電電流僅為15.6A（此部分在實(shí)驗(yàn)部分有進(jìn)一步的驗(yàn)證）。因?yàn)殡姼袨V波響應(yīng)時(shí)間較慢，因此論文選取1.98～2s間的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，當(dāng)以直流為基準(zhǔn)時(shí)，計(jì)算輸出電流諧波含量，電感濾波計(jì)算結(jié)果為0.5710，濾波器計(jì)算結(jié)果0.3492，而且三階濾波器的響應(yīng)時(shí)間明顯少于電感濾波的響應(yīng)時(shí)間。仿真表明，無論對電感的需求還是實(shí)際濾波效果，三階濾波器的效果要優(yōu)于電感濾波。

5實(shí)驗(yàn)論文進(jìn)行了三方面的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證：首先根據(jù)同一輸出特性，設(shè)計(jì)了相同階數(shù)和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的巴特沃斯和切比雪夫?yàn)V波器進(jìn)行濾波實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證兩組濾波器在相同要求下各自不同的輸出特性；然后在開環(huán)情況下，通過改變PWM整流器的占空比m改變輸出電流的數(shù)值，以驗(yàn)證巴特沃斯濾波器的響應(yīng)速度和穩(wěn)態(tài)性能；最后進(jìn)行了純電感濾波和采用三階濾波器濾波時(shí)，濾波電流響應(yīng)速度和穩(wěn)態(tài)性能的比較，驗(yàn)證三階濾波器在響應(yīng)速度和減小損耗兩方面的優(yōu)點(diǎn)。

5.1兩濾波器輸出特性比較圖5所示為當(dāng)Ap=3時(shí)，巴特沃斯濾波器和切比雪夫?yàn)V波器濾波前后電流波形以及濾波后電流頻譜分析的結(jié)果。其中圖5a和圖5b是兩濾波器濾波前后電流的對比，上半部分為濾波器輸入電流，下半部分為濾波器輸出電流，圖5c和圖5d是將數(shù)字濾波器DL1600采集的電流數(shù)據(jù)進(jìn)行頻譜分析后的結(jié)果。因?yàn)闉V波后諧波含量較小，含量最大的為0.3%，因此顯示時(shí)略去了柱狀圖中表示直流電流含量的部分，以便觀察。由實(shí)驗(yàn)波形可以看出，兩濾波器在穩(wěn)態(tài)的濾波效果是滿足濾波要求的，切比雪夫?yàn)V波器因?yàn)樵谧鑾в休^高的衰減增長速率，因而穩(wěn)態(tài)濾波效果優(yōu)于巴特沃斯濾波器。但是切比雪夫?yàn)V波器的傳輸函數(shù)在阻帶內(nèi)有等波紋的衰減，而巴特沃斯濾波器在阻帶內(nèi)衰減是平坦的，兩者的傳輸特性決定了在相同的設(shè)計(jì)要求下，切比雪夫?yàn)V波器的響應(yīng)速度比巴特沃斯濾波器要慢得多。為了增加直流側(cè)濾波器頻率較低諧波的衰減，需要增大Ap取值，這將增加切比雪夫?yàn)V波器的響應(yīng)時(shí)間。在實(shí)驗(yàn)中切比雪夫?yàn)V波器需要120ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)，而巴特沃斯濾波器僅需40m即可達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

5.2巴特沃斯濾波器的響應(yīng)特性在開環(huán)情況下通過改變調(diào)制比m改變輸出電流I0，以驗(yàn)證濾波器的綜合性能。調(diào)制比m數(shù)值由0.40.70.40.7，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示。其中圖的上半部分是濾波前的電流的波形，圖的下半部分是濾波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析結(jié)果。經(jīng)計(jì)算總諧波含量均小于0.5%。實(shí)驗(yàn)表明濾波器具有良好的濾波效果和響應(yīng)速度。

5.3電感濾波與三階濾波器的比較圖7所示為電池端電壓12.8V，變壓器輸出35V，直流側(cè)采用三階巴特沃斯濾波器和僅采用40mH電感濾波的實(shí)驗(yàn)波形。由于電感濾波時(shí)，PWM整流和電感是串聯(lián)電路，因此無法進(jìn)行濾波前后波形對照。但是因?yàn)閳D7a和圖7b中除了濾波元件外，其他實(shí)驗(yàn)條件完全相同，因此電感濾波前的波形可以參考圖7a中濾波前的波形。二者輸出電流的頻譜分析如圖7c和圖7d所示。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，三階濾波器濾波電流頻譜中6次及以上的諧波含量非常小。這是因?yàn)闉V波器設(shè)計(jì)時(shí)以6次為阻帶頻率的起點(diǎn)；大于6次的諧波對應(yīng)的衰減是按照頻率的增大單調(diào)上升的直線。諧波次數(shù)越高，對應(yīng)的衰減越大，因而6次及以上的諧波得到了很好的抑制。而電感濾波雖然對于最高次諧波的濾除效果接近三階濾波器，但是總的諧波含量要大得多，這是因?yàn)殡姼袨V波僅僅是利用元件“恒流”的原理減小電流紋波的緣故。因此三階濾波器雖然所用兩個(gè)電感遠(yuǎn)小于電感濾波時(shí)需要的電感值，但是濾波效果和響應(yīng)速度要優(yōu)于電感濾波。由實(shí)驗(yàn)還可以看出，由于電感的壓降遠(yuǎn)大于濾波器壓降，其損耗大于三階濾波器，因此在相同的條件下，其輸出電流僅為濾波器濾波的80%。用電橋法測量電感的內(nèi)阻為0.14Ω，此結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了仿真的結(jié)論。本實(shí)驗(yàn)證明，電流型PWM濾波器直流側(cè)采用三階巴特沃斯濾波器后，選用較小的電感值就能輸出相對恒定的電流（諧波含量小于0.5%），達(dá)到大電感才能達(dá)到的濾波效果。而且由于濾波器兩端的壓降小于純電感，因此損耗較小，能夠輸出更大的電流。

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中圖分類號:TN713文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A文章編號:16723198(2009)21028302

1 引言

隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展,研制小型化高性能的微波濾波器成為一種必然趨勢。其中SIR(階梯阻抗諧振器)濾波器是一種比較獨(dú)特的平行耦合帶通濾波器,由Mitsuo Makimoto和Sadahiko Yamashita于1980年首先提出,SIR濾波器具有尺寸小、易于集成、成本低的特點(diǎn)外,通過控制耦合線段和非耦合線段,可以控制寄生通帶的位置,從而解決了諧波抑制的問題,在L波段和S波段得到了廣泛的應(yīng)用。

2 設(shè)計(jì)原理

一般的設(shè)計(jì)諧振器級聯(lián)構(gòu)成的濾波器過程是,首先根據(jù)給定的濾波器指標(biāo)(如中心頻率f0,相對帶寬FBW,插入損耗和帶外抑制等),通過低通原型獲得濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)(級數(shù)n和低通元件值gj),然后基于選用的諧振器形式計(jì)算濾波器的電參數(shù)和結(jié)構(gòu)參數(shù)。

對于如圖1所示的三階半波長SIR濾波器,其設(shè)計(jì)的電參數(shù)和結(jié)構(gòu)參數(shù)一般基于以下的設(shè)計(jì)過程。

首先根據(jù)中心頻率確定單個(gè)SIR諧振器的結(jié)構(gòu)參數(shù),如圖2所示。其中Wc和Wt的選擇將決定濾波器的寄生通帶位置,而Sc、Lc和Lt長度的選擇將決定濾波器的中心頻率位置。然后根據(jù)級間耦合系數(shù)確定縫隙大小,如圖3所示。其中S的大小將決定濾波器的相對帶寬。再根據(jù)外部品質(zhì)因素確定抽頭的位置,如圖4所示。而G的大小將決定濾波器的輸入輸出駐波情況。

以上的過程可以通過解析法利用其等效模型進(jìn)行計(jì)算,或者通過電磁場仿真軟件進(jìn)行設(shè)計(jì)。一般而言通過等效模型可以計(jì)算出初始值,然后通過仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化,實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合的較好,但是通過這樣的設(shè)計(jì)過程,仿真的時(shí)間往往過長。為了提升設(shè)計(jì)效率,這里類似設(shè)計(jì)平行耦合濾波器的常規(guī)方式,首先找尋出SIR濾波器的電路模型,然后通過電路模型進(jìn)行仿真和設(shè)計(jì),以加快設(shè)計(jì)時(shí)間。

3 電路模型的提出

毛睿杰等人提出了單個(gè)SIR諧振器的電路模型,如圖5。其描述出了該諧振器電路中的內(nèi)部耦合特性。

在此基礎(chǔ)上,本文提出圖1所示的三階半波長SIR濾波器的電路模型為如圖6所示。

該模型中,將諧振單元的耦合特性和諧振單元間的耦合特性均進(jìn)行了描述,圖中給出了每段微帶線的電長度。

利用CAD仿真軟件Ansoft Designer進(jìn)行電路模型的建模,最后的電路模型如圖7所示。

模型中,利用一段電長度為qc的六級平行耦合線來表征諧振器的內(nèi)部耦合和級間耦合的一部分,而級間耦合的另一段由一段平行耦合線來表示。同時(shí)模型中,考慮到微帶切角和寬度變換對計(jì)算精度的影響,而引入了微帶彎角和T型接頭。到此便完成了三階半波長SIR濾波器電路模型的建立。

4 電路模型的驗(yàn)證

利用該電路模型,我們設(shè)計(jì)了一個(gè)中心頻率1.6GHz的帶通濾波器來進(jìn)行驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。

基片的選擇為Duroid5880,εr=9.5,整個(gè)設(shè)計(jì)的過程如下:首先選擇寄生同帶的位置為2.5倍中心頻率附近,確定Wc=2mm,Wt=0.7mm;因?yàn)樾枰O(shè)計(jì)的中心頻率為1.6GHz,選擇Sc=0.2mm,Lt=7.28mm,通過調(diào)整Lc的長度來使濾波器的中心頻率達(dá)到設(shè)計(jì)的要求;該濾波器的相對帶寬沒有要求,選擇S=0.2mm;最后調(diào)整G的大小使得濾波器的駐波達(dá)到一定要求。因此濾波器設(shè)計(jì)中所需要調(diào)整的參數(shù)主要有兩個(gè):決定濾波器中心頻率的Lc,和決定濾波器駐波的G。

利用圖7的電路模型,可以計(jì)算出Lc的長度與中心頻率的關(guān)系如圖8。

可見當(dāng)Lc長度在6.45mm附近時(shí),中心頻率為1.6GHz。此時(shí)取Lc=6.45mm,根據(jù)經(jīng)驗(yàn)估計(jì)G的取值范圍介于1-3mm之間,圖9給出了G分別取1、2、3mm時(shí)的仿真結(jié)果。

從圖9可以看出G的大小的選擇需要從對濾波器S11/S22參數(shù)中選擇出較為理想的值的確定,這里選擇G=1.8。

根據(jù)以上的參數(shù)選擇,設(shè)計(jì)出濾波器進(jìn)行比較,其比較結(jié)果如圖10和圖11所示。

從圖10和圖11的比較結(jié)果可以看出,濾波器的帶內(nèi)插損、駐波情況和寄生同帶位置的仿真結(jié)果和實(shí)測結(jié)果吻合得較好。而實(shí)測濾波器的中心頻率比仿真結(jié)果偏高約30MHz;實(shí)測的濾波器帶寬約100MHz,而仿真的設(shè)計(jì)帶寬為130MHz;并且實(shí)測的濾波器在低頻邊帶內(nèi)有一個(gè)諧振點(diǎn)使得濾波器的低邊帶帶外抑制較高,實(shí)測的濾波器在高頻邊帶的抑制度較仿真結(jié)果略低一些。

5 結(jié)論

本文從耦合諧振器構(gòu)成的帶通濾波器設(shè)計(jì)過程出發(fā),分析了三階半波長SIR濾波器的電路模型,并對該電路模型進(jìn)行建模和仿真,最后以一個(gè)L波段微帶SIR濾波器為例,對其設(shè)計(jì)過程進(jìn)行了詳細(xì)的研究,比較了電路模型仿真結(jié)果和實(shí)測結(jié)果的區(qū)別。測試結(jié)果表明利用SIR濾波器電路模型仿真濾波器這種設(shè)計(jì)方法具有較高的準(zhǔn)確性。

參考文獻(xiàn)

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[2]M. Makimoto,S.Yamashita.無線通信中的微波諧振器與濾波器[M].北京:國防工業(yè)出版社,2002.

[3]S.Y.Lee,C.Ming,New CrossCoupled Filter Design Using Improved Hairpin Resonators[J].IEEE Trans on MTT,2000,12(48):24822490.

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1.引言

自2002年美國聯(lián)邦通訊委員會（FCC）批準(zhǔn)把3.1GHz到10.6GHz之間的頻段分配給超寬帶通信系統(tǒng)使用[1]以來，小型化，高性能已經(jīng)成為了超寬帶無線通信系統(tǒng)的必然趨勢[2-5]。文獻(xiàn)[2]中首次提出了基于多模諧振器的超寬帶濾波器設(shè)計(jì)方法。文獻(xiàn)[3]中為了改善這種基于多模結(jié)構(gòu)超寬帶濾波器的高阻帶特性，采用了多枝節(jié)加載的諧振器結(jié)構(gòu)。此外，為了提高超寬帶濾波器的選擇性，在文獻(xiàn)[4]中提出了一種階梯阻抗枝節(jié)加載的諧振器結(jié)構(gòu)。

本文提出了一種具有新的枝節(jié)加載諧振器結(jié)構(gòu)超寬帶濾波器。結(jié)構(gòu)為使用圓形開路階躍短截線為中心枝節(jié)，通過圓形諧振器控制奇偶模式的分布；通過短路和開路枝節(jié)控制帶外抑制。該濾波器具有小尺寸，良好選擇性等優(yōu)點(diǎn)，為設(shè)計(jì)新型的超寬帶濾波器提供了新的思路。

2.超寬帶濾波器的結(jié)構(gòu)

由文獻(xiàn)[6]中首次使用圓形開路階躍短截線單元進(jìn)行超寬帶濾波器的設(shè)計(jì)。在文獻(xiàn)中可以知道這種單元具有低通特性，并且其截止頻率會隨著半徑R的增大而減小，邊緣響應(yīng)也隨之變得都陡峭。這樣，我們可以使用加載其他枝節(jié)引入傳輸零點(diǎn)的方法得到好的阻帶特性。

圖1為所設(shè)計(jì)超寬帶濾波器的整體結(jié)構(gòu)。整體電路左右對稱，使用介電常數(shù)為10.2，厚度為1.27mm的Roger RT/duroid6010介質(zhì)基板，端口阻抗為50Ohm?？紤]的制作工藝的難易度和可行性，所有微帶間縫隙寬度不小于0.1mm，且金屬化過孔的半徑不小于0.1mm。

這里和為枝節(jié)的特性阻抗以及電長度。當(dāng)分別等于0o，90o，180o的時(shí)候，分別等于0，，0，分別等于，0，。由此可以得到，當(dāng)超寬帶濾波器的中心頻率的的時(shí)候，由短路枝節(jié)可以得到兩個(gè)傳輸零點(diǎn)，并且能提高濾波器的選擇性。而又由于開路枝節(jié)的存在，當(dāng)開路枝節(jié)的電長度等于帶外頻率抑制點(diǎn)的1/4波長的時(shí)候，能夠提高帶外阻帶的性能。在這篇文章里，我們設(shè)置帶外抑制頻率點(diǎn)為15GHz。

通過以上的分析，一個(gè)新型的枝節(jié)加載超寬帶濾波器就可以得到，電路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS進(jìn)行仿真和優(yōu)化。

3.仿真結(jié)果與分析

通過HFSS仿真得到的仿真曲線如圖3所示。從圖中可以看出，濾波器測試帶寬為3.18GHz到10.46GHz，且通帶兩端具有較好選擇性，插入損耗小于0.25dB，帶內(nèi)時(shí)延平坦，其20dB阻帶抑制范圍可以達(dá)到15GHz，從而驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的有效性。此外該濾波器結(jié)構(gòu)緊湊，物理尺寸為16.6mm×13mm。

4.結(jié)論

本文提出了一種新的枝節(jié)加載諧振器的設(shè)計(jì)思路并分別設(shè)計(jì)了一種新型的超寬帶濾波器。經(jīng)過仿真驗(yàn)證，表明該濾波器具有結(jié)構(gòu)緊湊、帶寬寬、帶外抑制良好等優(yōu)點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)

[1]“Revision of Part 15 of the Commission’s rules regar-ding ultra-wideband transmission system，”Tech.Rep.ET-Docket 98-153，F(xiàn)CC02-48，Apr.2002.

[2]L.Zhu，S.Sun，and W.Menzel，“Ultra-wideband（UWB）bandpass filter using multiple-mode resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.15，no.11，pp.796-798，Nov.2005.

[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.

篇6

1. 銀城鋪?zhàn)冸娬靖艣r

110kV銀城鋪?zhàn)冸娬粳F(xiàn)有3個(gè)電壓等級，分別為110kV、35kV、10kV，現(xiàn)運(yùn)行兩臺40MVA有載調(diào)壓變壓器。最大負(fù)荷80MW?，F(xiàn)有35kV出線4回，現(xiàn)有10kV出線17回。110kV為雙母線帶旁路接線方式；35kV為單母線分段接線方式，10kV為單母線分段接線方式?，F(xiàn)有10kV無功補(bǔ)償裝置2組，總?cè)萘繛?2000kVAR。短路容量：110kV 最大2041 MVA、最小839 MVA；35kV 最大573 MVA、最小298MVA。

2. 35kV側(cè)電能質(zhì)量數(shù)據(jù)分析

為確定MCR型SVC裝置研究與應(yīng)用的方案，2010年9月對銀城鋪35kV兩段母線進(jìn)行了電能質(zhì)量測試。測量的指標(biāo)主要為電壓總諧波畸變率、電壓閃變、功率因數(shù)、無功波動、電壓偏差率和諧波電流。通過對實(shí)際測量數(shù)據(jù)的分析，銀城鋪?zhàn)冸娬?5kV的4號母線存在的主要電能質(zhì)量問題為：

1）功率因數(shù)偏低，僅為0.899（不投10kV電容器時(shí)）。

2）電壓總諧波畸變率超標(biāo)，如下表：

3）電壓閃變超標(biāo)，如下表：

4）諧波以3次、5次諧波為主。

3. MCR型SVC設(shè)計(jì)方案

通過實(shí)測電能質(zhì)量數(shù)據(jù)和對其進(jìn)行的分析，確定補(bǔ)償方案的設(shè)計(jì)目標(biāo)為：不投10kV電容器時(shí)功率因數(shù)補(bǔ)償至0.97～0.99；消除母線上的電壓畸變和閃變，濾除35kV母線3次、5次諧波；通過調(diào)節(jié)MCR可以將電壓穩(wěn)定在35 kV～36.8 kV范圍之內(nèi)。

3.1 一次設(shè)備接線方式

在35kV的4號母線上設(shè)計(jì)安裝FC+MCR型靜止型動態(tài)無功補(bǔ)償及諧波濾波裝置（SVC），其中FC分為兩組，兼做濾波器使用，分別配置為3、5次諧波濾波器。

磁閥式可控電抗器（MCR）采用角形連接，濾波器由濾波電容器和濾波電抗器組成，其控制策略是以穩(wěn)定35kV母線無功為主要目的，并對電壓波動進(jìn)行修正，采用閉環(huán)控制。通過PT檢測母線電壓，CT檢測母線電流，通過控制器計(jì)算系統(tǒng)此刻的無功功率值，再根據(jù)檢測到的母線電壓，計(jì)算在限定的電壓范圍內(nèi)補(bǔ)償所需的無功功率。通過對MCR晶閘管開通角度的調(diào)節(jié)，滿足穩(wěn)定系統(tǒng)無功的主要目的。采用閉環(huán)控制可以實(shí)現(xiàn)快速響應(yīng)和精確調(diào)節(jié)，使SVC達(dá)到最優(yōu)的補(bǔ)償效果。

3.2 35kV母線補(bǔ)償容量的計(jì)算

35kV側(cè)負(fù)荷基波無功補(bǔ)償量計(jì)算，按未投入10kV電容器時(shí)功率因數(shù)計(jì)算。

（1）

式中，P為平均有功功率； 為自然功率因數(shù)； 為補(bǔ)償后達(dá)到的功率因數(shù)。計(jì)算時(shí)由實(shí)測值 ，a1取0.899，a2取0.99，則 MVar，考慮到適當(dāng)余度，補(bǔ)償設(shè)計(jì)補(bǔ)償容量可取21-24MVar。

3.3 濾波支路設(shè)計(jì)

在濾波器設(shè)計(jì)中，一般不將其設(shè)計(jì)到真正諧振狀態(tài)，在整定值時(shí)，可將支路的電容變化率分別為1.07%（H3）和2.2%（H5）；偏離調(diào)諧點(diǎn)范圍為0.5%（H3）和1.1%（H5），且濾波支路在設(shè)計(jì)時(shí)考慮了在調(diào)諧點(diǎn)諧波頻率±2.5%范圍內(nèi)偏移時(shí)，均能達(dá)到濾波的要求例如：3次濾波器調(diào)諧值一般設(shè)計(jì)為2.985次濾波器設(shè)計(jì)值一般為4.95，設(shè)計(jì)濾波器時(shí)還要考慮品質(zhì)因數(shù)，這個(gè)參數(shù)主要是衡量濾波效果；雖然理論上越大越好，但是品質(zhì)因數(shù)過大，系統(tǒng)容易失諧，因此一般單調(diào)諧濾波器品質(zhì)因數(shù)為15―45。濾波器主要參數(shù)如下表：FC部分全部投入后總設(shè)計(jì)容量18000kVar，總的基波容量為12000kVar。

3.4 磁控電抗器及其控制器設(shè)計(jì)

磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計(jì)額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：

4.效果分析

通過對銀城鋪?zhàn)冸娬?5kV母線設(shè)計(jì)以MCR為主體的SVC無功補(bǔ)償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面：

1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。

2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。

3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。

4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個(gè)周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。

5）電壓偏差率：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。

另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計(jì)的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。

參考文獻(xiàn):

[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應(yīng)用.武漢：武漢水利電力大學(xué)出版社， 1999.20～66

[2] 徐俊起.新型靜止無功發(fā)生器的研究：[碩士學(xué)位論文].成都：西南交通大學(xué)，2003

磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計(jì)額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：

4.效果分析

通過對銀城鋪?zhàn)冸娬?5kV母線設(shè)計(jì)以MCR為主體的SVC無功補(bǔ)償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面：

1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。

2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。

3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。

4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個(gè)周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。

5）電壓偏差率：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。

另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計(jì)的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。

參考文獻(xiàn):

[1] 陳伯超.新型可控飽和電抗器理論及應(yīng)用.武漢：武漢水利電力大學(xué)出版社， 1999.20～66

[2] 徐俊起.新型靜止無功發(fā)生器的研究：[碩士學(xué)位論文].成都：西南交通大學(xué)，2003

磁控電抗器由箱殼、器身、散熱片、油枕以及出線套管等組成，其可控硅箱與電抗器本體可置于同一箱體的方式。磁控電抗器設(shè)計(jì)額定容量為12000kvar。一次接線圖如下：

4.效果分析

通過對銀城鋪?zhàn)冸娬?5kV母線設(shè)計(jì)以MCR為主體的SVC無功補(bǔ)償裝置，能夠成功地解決目前存在的電能質(zhì)量問題，提高系統(tǒng)的電壓穩(wěn)定性，其效果主要表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面：

1）功率因數(shù)：35kV母線的平均功率因數(shù)在0.97以上。

2）諧波：35kV母線各相3、5次諧波電流均明顯減小。

3）無功功率：35kV母線系統(tǒng)無功功率因SVC裝置的大幅度波動變得非常平穩(wěn)。

4）動態(tài)響應(yīng)：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置在負(fù)荷發(fā)生變化的情況下，MCR能在1～2個(gè)周波內(nèi)響應(yīng)，并達(dá)到穩(wěn)定。

5）電壓偏差率：設(shè)計(jì)的MCR型SVC裝置根據(jù)仿真分析，電壓合格率均為100％。

另外，從經(jīng)濟(jì)效益上講，設(shè)計(jì)的SVC裝置還對減小電壓降落損耗、降低電網(wǎng)線損、抑制閃變、提高電網(wǎng)供電能力和延長變電站電力設(shè)備使用壽命等方面發(fā)揮了重要作用。

參考文獻(xiàn):

篇7

一、引言

隨著光伏太陽能電池板的工藝不斷進(jìn)步，太陽能并網(wǎng)發(fā)電逐漸成為熱點(diǎn)。大功率光伏并網(wǎng)逆變技術(shù)是太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電領(lǐng)域最核心技術(shù)之一。而逆變器側(cè)的濾波器參數(shù)選擇是關(guān)系著其并網(wǎng)的性能優(yōu)劣的關(guān)鍵點(diǎn)之一。因此，設(shè)計(jì)參數(shù)合適的濾波電路及確定合適的濾波電路參數(shù)非常重要。

二、L及LCL濾波器效果對比

并網(wǎng)逆變器濾波結(jié)構(gòu)主要有L型及LCL型。

L型濾波器是一階的，電流諧波幅值一直以-20dB/dec下降，LCL型濾波器是三階的，在諧振頻率之前，和L一樣，電流諧波幅值以-20dB/dec下降，諧振頻率之后，電流諧波幅值以-60dB/dec下降。隨著頻率的增加，在高頻階段LCL能有效抑制諧波成分。同時(shí)可以看到，如果想達(dá)到相同的濾波效果，LCL型濾波器總電感量是L型濾波器總電感量的1/3，極大的減小了濾波器的體積，節(jié)省了材料及成本。

三、500kW大功率光伏并網(wǎng)逆變器的LCL濾波電路參數(shù)設(shè)計(jì)

1.總電感的約束條件

LCL濾波電路中，電容支路開路，總電感大小為L=L1+Lg，根據(jù)基爾霍夫電壓定理有：

根據(jù)圖1，可以看出，A點(diǎn)表示逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓同向，逆變器向電網(wǎng)傳輸有功功率，功率因素為1。

根據(jù)圖1，由余弦定理得出：

2.諧振點(diǎn)的約束條件

LCL濾波電路發(fā)生諧振時(shí)，該次并網(wǎng)諧波諧波電流會顯著增加。根據(jù)諧振公式，可以知道并網(wǎng)電流發(fā)生諧振點(diǎn)頻率為：

（3-4）

在大功率光伏并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)中，一般采用SVPWM調(diào)制方式。該調(diào)制方式使得諧波電流在開關(guān)頻率及開關(guān)頻率倍數(shù)附近含量很大。所以，諧振頻率應(yīng)避開開關(guān)頻率倍數(shù)處。工程中，一般將諧振點(diǎn)取在10倍基波頻率和一半開關(guān)頻率的范圍之間，即：

（3-5）

3.逆變器側(cè)電感L1的計(jì)算

在SVPWM調(diào)制情況下，設(shè)定電感電流紋波在每一個(gè)載波周期內(nèi)不能超過峰值電流的20%，有：

其中，Ts為載波周期，為紋波電流，。

4.并網(wǎng)側(cè)電感Lg的計(jì)算

工程上，一般將逆變器側(cè)電感值的1/6到1/4作為并網(wǎng)側(cè)電感值，即Lg=（1/6～1/4）。

5.電容C的計(jì)算

電容導(dǎo)致的無功功率必須小于逆變器總?cè)萘康?%，本次計(jì)算中選取逆變器額定容量的2%作為無功功率。

6.計(jì)算電容側(cè)電阻值Rd

為了使大功率并網(wǎng)逆變器有更好的穩(wěn)定性，采用控制方法較簡單的無源電阻法來并網(wǎng)。它將LCL濾波器電容側(cè)串聯(lián)入電阻Rd，減小諧振點(diǎn)的諧波電流。Rd的引入導(dǎo)致系統(tǒng)損耗增加。

分析式（3-11），可以看到，功率損耗隨電阻的增大，先增大后減小，當(dāng)時(shí)，功率損耗出現(xiàn)的極大值。因此無源電阻取值應(yīng)該避免這些點(diǎn)。

考慮到諧波電流主要分布在開關(guān)頻率及其倍數(shù)附近，即：

時(shí)，逆變器有較大損耗。

綜合考慮：

此時(shí)，無源電阻功率損耗不大。所以，基于500kW的光伏并網(wǎng)逆變器LCL濾波電路選取的參數(shù)如表1所示：

7.驗(yàn)算諧振點(diǎn)

將計(jì)算好的各值帶入式（3-5），檢驗(yàn)電流諧振點(diǎn)，則fres=1493Hz。滿足系統(tǒng)要求。

四、仿真驗(yàn)證

采用Matlab/Simulink搭建仿真模塊，控制算法用S函數(shù)編寫而成。

光伏電池板直流電壓源采用Boost電路，通過電流閉環(huán)控制功率大小，模擬光伏電池板在不同光照下工作。并網(wǎng)逆變器采用SVPWM7段式調(diào)制策略，實(shí)現(xiàn)單位功率因素的并網(wǎng)運(yùn)行。

研究發(fā)現(xiàn)，為了實(shí)現(xiàn)逆變器單位功率因素并網(wǎng)運(yùn)行，取逆變器側(cè)的電流反饋，此時(shí)需要給Q軸給定電流做移相補(bǔ)償，補(bǔ)償?shù)臒o功電流為：

Boost電路中，直流側(cè)電壓500V，電感L=10mH，開關(guān)頻率2.5kHz，支撐電容10mF。三相并網(wǎng)逆變器LCL濾波器參數(shù)如表1所示，并網(wǎng)線電壓270V。

五、結(jié)論

仿真結(jié)果如圖2～圖5所示，可以看到額定功率運(yùn)行時(shí)，并網(wǎng)電流的諧波為1.38%。當(dāng)輕載運(yùn)行時(shí)，因?yàn)檎{(diào)制度降低，SVPWM調(diào)制諧波電壓含量增加，并網(wǎng)電流總諧波含量為9.29%。

對于輸出功率隨光照強(qiáng)度變化的光伏太陽能逆變器，仿真證明此LCL濾波器能達(dá)到很好濾波效果。證明了LCL濾波器設(shè)計(jì)的正確性。

參考文獻(xiàn)

[1]馮垛生，張淼，趙慧，等.太陽能發(fā)電技術(shù)與應(yīng)用[M].人民郵電出版社，2009：8-11.

[2]張興，曹仁賢.太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電及逆變控制[M].機(jī)械工業(yè)出版社，2011：68-71.

[3]Soeren Baekhoej Kjaer，John K.Pedersen，F(xiàn)rede Blaabjerg.A Review of Single-Phase Grid-Connected Invertersfor Photovoltaic Modules[J].Industry Applications，IEEE Transactions on.2005，41（5）.

[4]馬琳.無變壓器結(jié)構(gòu)光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)浼翱刂蒲芯縖D].北京交通大學(xué)博士學(xué)位論文，2011.

[5]陳瑤，金新民，童亦斌.三相電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)LCL濾波器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2007，22（9）：117-118.

[6]宋靜文.大功率光伏逆變器損耗模型的研究[D].西南交通大學(xué)碩士學(xué)位論文，2013.

篇8

1.引言

雷達(dá)的基本任務(wù)是用無線電的方法探測目標(biāo)的距離、方位角、俯仰角及速度等信息。這些信息是利用目標(biāo)對電磁波的反射現(xiàn)象獲取的[1]。對空雷達(dá)探測的目標(biāo)通常是運(yùn)動的物體，例如空中的飛機(jī)、導(dǎo)彈等，雷達(dá)接收到這些目標(biāo)回波信息的時(shí)候，還會接收到各種背景（例如地物、云雨及海浪等）的干擾回波信號。這些背景回波會給我們探測真正的目標(biāo)帶來困難，稱之為雜波或無源干擾。雷達(dá)接收到的不僅僅是目標(biāo)回波，往往包含某些雜波干擾。

雜波干擾和目標(biāo)回波在雷達(dá)顯示器上同時(shí)顯示很難觀察到目標(biāo)，特別是有強(qiáng)雜波時(shí)，能夠使接收機(jī)過載，更難發(fā)現(xiàn)目標(biāo)。即使終端通過自動檢測和數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)，由于存在大量的雜波，系統(tǒng)也很難以處理。文獻(xiàn)[2]-[6]中都是對固定權(quán)的對消器做了一些研究，本文是在此基礎(chǔ)上研究了最佳權(quán)參差頻率濾波器，具有比對消器更好的抑制效果。

2.K次對消器

K脈沖MTI對消器與濾波器加權(quán)系數(shù)為二項(xiàng)式的橫向FIR濾波器等效。通過級聯(lián)一次MTI對消器來得到高階濾波器的方法推導(dǎo)出K次MTI對消器，因此，K次MTI對消器的傳遞函數(shù)[7]為：

（1）

圖1 K對消器構(gòu)造模型

圖1為K次對消器構(gòu)造模型，則K次對消器的輸出為：

（2）

式中，K為對消器的次數(shù)，對消器的系數(shù)為二項(xiàng)式系數(shù)，用下式計(jì)算：

（3）

式中圖2是四脈沖對消器的速度響應(yīng)特性，其中雷達(dá)脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達(dá)工作波長為0.2m，則求得第一盲速為vr1=36.3m/s。

由圖2其速度響應(yīng)曲線知，四脈沖MTI對消器的頻率特性在，，各頻率點(diǎn)處均有很深的凹口，能夠很有效地抑制零多普勒頻率的固定雜波。圖2中可以看出零頻附近的凹口很深，達(dá)約-150dB。

3.參差MTI濾波器

由于等T的MTI對消器僅僅對固定地物雜波有較好的抑制效果，當(dāng)目標(biāo)以多普勒頻率對應(yīng)的徑向速度相對雷達(dá)運(yùn)動，濾波器將檢測不到運(yùn)動目標(biāo)，從而可能丟失目標(biāo)信息。因此要可靠地發(fā)現(xiàn)目標(biāo)，應(yīng)保證第一盲速要大于可能出現(xiàn)的目標(biāo)最大速度。

解決此問題通過采用兩個(gè)以上不同的重復(fù)頻率交替工作，使第一盲速大于雷達(dá)所要探測目標(biāo)的最大徑向速度，從而提高雷達(dá)對目標(biāo)的檢測。

設(shè)雷達(dá)采用N個(gè)重復(fù)頻率工作，它們的重復(fù)周期表示為圖3為參差MTI濾波器結(jié)構(gòu)框圖3中：

圖2 四脈沖對消器速度響應(yīng)曲線

圖3 參差MTI濾波器結(jié)構(gòu)框圖

參差MTI濾波器的輸出為：

（4）

MTI濾波器的頻率響應(yīng)為：

（5）

根據(jù)式（5），參差MTI濾波器的頻率響應(yīng)取決于參差周期T1，T2，…，TN和濾波器的系數(shù)矢量。濾波器的系數(shù)矢量符合二項(xiàng)式展開系數(shù)，就構(gòu)成了參差MTI對消器。

圖4所示為四脈沖參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線，即此MTI濾波器的系數(shù)矢量為二項(xiàng)式權(quán)為，重復(fù)頻率為330Hz，雷達(dá)工作波長為0.2m。采用9個(gè)重復(fù)頻率工作，在采用參差頻率前，第一盲速為vr1=36.3m/s；采用參差重復(fù)頻率后，知第一等效“盲速”提高的倍數(shù)為：

=40

求得第一等效“盲速”為：

圖4 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

在圖4中，可以看到第一盲速被提高了40倍，而且速度響應(yīng)曲線在該速度范圍內(nèi)響應(yīng)曲線整體比較平坦。圖4零頻附近可以看出，速度響應(yīng)在vr=0處有很深的凹口，用于抑制零多普勒頻率地雜波。然而與圖2四脈沖等T對消器速度曲線相比較，零頻附近的凹口深度變淺了，僅為-70dB。由于凹口明顯變壞了，對雜波的抑制能力有所減弱。

4.基于參差周期比選擇的仿真

利用MATLAB軟件進(jìn)行仿真，觀察改變參差碼對參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線的影響，這對設(shè)計(jì)較好雜波抑制效果的濾波器是很有必要的。

采用9脈沖參差重復(fù)周期，比值為：36：44：37：43：38：42：39：41：40。顯然可能的排列種數(shù)=362880種，對每種組合用特征矢量法來求出最佳權(quán)矢矢量，再使用這組權(quán)矢量求出濾波器的頻率響應(yīng)。在所有的參差碼中挑選出一組最優(yōu)的碼使通帶內(nèi)的頻率響應(yīng)不平坦度最小，此時(shí)設(shè)計(jì)出的MTI濾波器對雜波的抑制是最好的。由于實(shí)際操作的有限性，自己選取了幾個(gè)特殊的參差碼進(jìn)行了仿真，并總結(jié)了一些結(jié)論。

（1）不同參差比選擇會影響MTI濾波器的性能

圖5 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

圖6 參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線-零頻附近

從圖5看出，不同參差碼對參差MTI濾波器的整體速度響應(yīng)曲線在通帶內(nèi)曲線平坦度不同，上面參差碼有更好的雜波抑制效果，而下面參差碼在通帶中間位置起伏比較大。從圖6可以看出，不同參差碼組合，零頻附近的凹口相差不是很大。

（2）通過改變參差比，研究表明了參差周期的碼元排列互為倒序或者互為平移時(shí)，最佳權(quán)參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線效果相同，對雜波的抑制效果也一樣。

5.改善因子最大準(zhǔn)則

雜波抑制濾波器對信雜比改善的情況用改善因子來表示。改善因子越大，MTI系統(tǒng)對雜波的抑制效果越好。改善因子I即為雜波抑制濾波器的輸出信雜比（S0/C0）與輸入信雜比（Si/Ci）之比，即：

（6）

雖然參差周期解決了盲速，但帶來了改善因子的限制值IS，由于參差和掃描的影響對改善因子I限制公式[8]如下：

（7）

式（7）中，n為波束寬度內(nèi)脈沖回波數(shù)，r為參差周期的最大變比。

通過采用時(shí)變加權(quán)來克服次限制，即在不同的取樣時(shí)刻，給濾波器不同的加權(quán)值，這樣就能解決參差帶來的影響。在數(shù)字設(shè)備里實(shí)現(xiàn)時(shí)變加權(quán)是容易做到的而且穩(wěn)定可靠。

由FIR濾波器特性，MTI濾波器的頻率特性完全由其加權(quán)系數(shù)矢量W確定。設(shè)MTI濾波器的N個(gè)權(quán)矢量系數(shù)為w1，w2，…，wN，則可以構(gòu)成一個(gè)加權(quán)矢量W，W=[w1 w2 … wN]T。由雜波的功率譜可以由表征的高斯曲線來表示：

（8）

標(biāo)準(zhǔn)偏差為：

（Hz）

其中為徑向速度標(biāo)準(zhǔn)偏差（米/秒），為雷達(dá)工作波長（米）。根據(jù)維納—辛欽（Wiener-Khintchine）定理，信號的自相關(guān)函數(shù)和功率譜互為傅立葉變換對，所以得到雜波的自相關(guān)函數(shù)如下，式中為相關(guān)時(shí)間：

（9）

利用積分公式：

經(jīng)推導(dǎo)可得：

對于地雜波是一種特殊情況，雜波譜的中心頻率，則得到：

由此可見，具有厄米特性質(zhì)：

式中*表示復(fù)共軛，這說明由構(gòu)成雜波的自相關(guān)矩陣Rc為厄米特矩陣：

對于目標(biāo)信號來說，其多普勒頻率在區(qū)間（，）上均勻分布，則目標(biāo)信號可表示為：

（10）

目標(biāo)信號自相關(guān)函數(shù)為：

由積分公式可得：

得出目標(biāo)信號的自相關(guān)矩陣RS：

設(shè)為輸出信號，MTI濾波器輸入端的雜波數(shù)據(jù)和信號數(shù)據(jù)分別為：

可求輸出信號模的平方為：

則輸出信號的功率表達(dá)式為：

那么，MTI濾波器輸出端的雜波功率和信號功率分別為：

（11）

（12）

其中和分別表示MTI濾波器輸入端的雜波功率和信號功率，根據(jù)MTI改善因子的定義為：

（13）

（14）

則為一個(gè)單位矩陣，根據(jù)式（13）有：

（15）

問題轉(zhuǎn)變成利用式（15）求I的最值：

（16）

式（16）求導(dǎo)可得，RC的特征方程為：

（17）

其解有N個(gè)即，要使MTI濾波器的平均改善因子達(dá)到最大，MTI濾波器的最佳權(quán)矢量應(yīng)取輸入雜波的自相關(guān)矩陣的最小特征值所對應(yīng)的特征失量，此時(shí)雜波濾波器的平均改善因子為：

（18）

這種設(shè)計(jì)雜波抑制濾波器的方法稱為特征矢量法。

5.1 改善因子最大的對消器仿真

由特征矢量法的推導(dǎo)得出當(dāng)MTI濾波器的權(quán)系數(shù)矢量取雜波自相關(guān)矩陣的最小特征值對應(yīng)的特征矢量時(shí)，MTI濾波器的改善因子將達(dá)到最大。

四脈沖最佳權(quán)對消器的速度響應(yīng)曲線仿真條件為：脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達(dá)工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標(biāo)準(zhǔn)離差，它是與地雜波區(qū)植被類型與風(fēng)速有關(guān)的一個(gè)量，波束寬度為1.35o，天線轉(zhuǎn)速為6轉(zhuǎn)/分。首先求得地雜波功率譜的標(biāo)準(zhǔn)偏差為：

再考慮天線掃描引起的雜波功率譜的展寬，設(shè)天線方向圖具有高斯形狀，雙程天線方向圖對回波信號的幅度調(diào)制引起了雜波功率譜展寬可用標(biāo)準(zhǔn)離差表示：

（19）

（20）

式中，為半功率天線方位波束寬度（o）；為天線方位掃描速度（r/min）；為目標(biāo)仰角（o），n為單程天線方向圖3dB寬度內(nèi)目標(biāo)的回波脈沖數(shù)。帶入數(shù)據(jù)可得，=7.3Hz。對于天線掃描工作的雷達(dá)，接收的雜波功率譜標(biāo)準(zhǔn)離差應(yīng)為：

圖7 四脈沖最佳權(quán)對消器速度響應(yīng)曲線

由圖7可以看出，在徑向速度為零附近最佳權(quán)MTI對消器有了三個(gè)凹口，這是由于四脈沖對消器的原故，它可以等效為三個(gè)一次相消器，在Z=1處有三重零點(diǎn)。與圖2相比較，圖7最佳權(quán)對消器的改善因子I有了很大提高，速度響應(yīng)曲線對雜波的抑制效果更好，特別是對有頻譜展寬的地物雜波。

5.2 改善因子最大的參差濾波器的仿真

為了消除參差對改善因子的限制，常采用時(shí)變加權(quán)的方法加以克服，即取雜波自相關(guān)函數(shù)的最小特征值對應(yīng)的特征矢量作為參差MTI濾波器的最佳權(quán)系數(shù)。

最佳權(quán)參差MTI濾波器的速度響應(yīng)曲線仿真條件：雷達(dá)脈沖重復(fù)頻率為330Hz，雷達(dá)工作波長為0.22m，=0.3m/s為雜波的標(biāo)準(zhǔn)離差，波束寬度為1.35o，天線轉(zhuǎn)速為6轉(zhuǎn)/分。天線掃描接收雜波功率譜標(biāo)準(zhǔn)離差為=7.8Hz。

此時(shí)雷達(dá)采用9個(gè)參差重復(fù)頻率，它們的重復(fù)周期之比為：T1：T2：T3：T4：T5：T6：T7： T8：T9=36：44：37：43：38：42：39：41：40。

圖8 最佳權(quán)參差MTI濾波器速度響應(yīng)曲線

圖8與圖4相比，得出二項(xiàng)式權(quán)系數(shù)參差MTI濾波器與最佳權(quán)系數(shù)參差MTI濾波器的整體速度響應(yīng)曲線相差不大，基本相同，而且速度響應(yīng)曲線在通帶內(nèi)均比較平坦。而在凹口即零頻附近多出了兩個(gè)對稱的凹口，改善因子提高了，第一凹口深度達(dá)到約-80dB，對雜波的抑制效果更好。

6.結(jié)論

本文給出了抑制雜波的動目標(biāo)顯示濾波器及其性能，詳細(xì)地推導(dǎo)出了改善因子最大準(zhǔn)則，從而得出了最佳權(quán)參差濾波器使改善因子大大提高了，能更好地濾除雜波。仿真結(jié)果表明了最佳權(quán)濾波器有更好的抑制雜波性能的同時(shí)取得較高的改善因子。

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篇9

中圖分類號：TN713 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1672-3791（2016）10（a）-0000-00

A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line

Qing-Yuan Lu

（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）

Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.

Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.

一、 引言

S著現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，平衡式電路因?yàn)樵S多的優(yōu)點(diǎn)如抑制噪聲能力、低串?dāng)_和低電磁干擾等優(yōu)點(diǎn)，而受到了越來越多研究者的關(guān)注。濾波器作為一個(gè)頻率選擇器件，在無線通信系統(tǒng)中起著重要的作用。許多形式的傳輸線被用來設(shè)計(jì)平衡式濾波器，比如：微帶線、帶狀線、雙邊平行帶線和基片集成波導(dǎo)等[1]-[6]。

傳統(tǒng)的平衡式濾波器設(shè)計(jì)方法并不容易實(shí)現(xiàn)具有高共模抑制度的平衡式低通濾波器。因?yàn)閷τ谝粚Σ罘謧鬏斁€而言，其差模情況下的等效電路始終會存在虛擬接地點(diǎn)。比如文獻(xiàn)[1]-[4]中的結(jié)構(gòu)并不能用來設(shè)計(jì)低通濾波器，因?yàn)槠洳钅５刃щ娐分袚碛卸搪方拥攸c(diǎn)。因此，很少有相關(guān)的論文涉及微波頻段的平衡式低通濾波器設(shè)計(jì)。據(jù)作者所知，只有文獻(xiàn)[8]-[9]提出了一種可以用來設(shè)計(jì)平衡式低通濾波器的方法，但是這種利用缺陷地結(jié)構(gòu)來抑制共模信號的方法很難在實(shí)現(xiàn)較寬頻帶范圍。

如圖1所示，本文提出了一種新型的微波平衡式低通濾波器。該濾波器設(shè)計(jì)基于雙邊平行帶線結(jié)構(gòu)，擁有低帶內(nèi)插損和較寬的共模抑制能力等優(yōu)點(diǎn)。并且介紹了一種濾波器的簡單設(shè)計(jì)方法。

二、 濾波器設(shè)計(jì)

圖1為所設(shè)計(jì)的平衡式低通濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。傳統(tǒng)的雙邊平行帶線是一種平衡式傳輸線，其結(jié)構(gòu)中間層為介質(zhì)，介質(zhì)兩面為對稱的信號線。因?yàn)殡p邊平行帶線的對稱特性，我們可以將“地”線和“信號”線互換使用。通過將端口處成對的SMA接頭中的一個(gè)反接，可以實(shí)現(xiàn)差模等效電路與共模等效電路的互換，反之亦然。

差模情況下的低通特性是利用端口1（2）與端口1’（2’）相反的信號線來實(shí)現(xiàn)的。圖2為平衡式低通濾波器的差模和共模的等效電路以及L-C原型。

圖2 所設(shè)計(jì)的低通濾波器模的等效電路以及L-C原型電路

（a） 差模等效電路

（b） 共模等效電路

（c） 差模L-C原型電路

（d） 共模L-C原型電路

對于差模情況，如文獻(xiàn)[11]第5章所述，可利用開路枝節(jié)實(shí)現(xiàn)低通響應(yīng)。具有較高阻抗的傳輸線可以等效為電感（L1、L2和L3），那么開路枝節(jié)可以等效為接地電容（C1和C2）。在本設(shè)計(jì)中，我們將3dB截止頻率設(shè)定為1GHz，兩個(gè)傳輸零點(diǎn)分別設(shè)置在1.66GHz和2.3GHz用來提高低通濾波器的頻率選擇性。其零點(diǎn)的計(jì)算公式如下：

（1）

對于共模響應(yīng)，短路枝節(jié)可以等效為電感（L4和L5）和電容（C3和C4）的并聯(lián)。其共模的諧振點(diǎn)由并聯(lián)的L4C3和并聯(lián)的L5C4控制。而且這些共模諧振頻點(diǎn)遠(yuǎn)離差模的通帶響應(yīng)，所以該平衡式低通濾波器可以在較寬的頻帶內(nèi)抑制共模信號。

表1為實(shí)現(xiàn)上述差模低通濾波器所需的L-C的值。圖3中的藍(lán)線部分為該低通濾波器利用L-C原型電路進(jìn)行仿真的頻率響應(yīng)。

基于上述理論分析設(shè)計(jì)了一款差分低通濾波器。其結(jié)構(gòu)參數(shù)如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm?；宀捎昧_杰斯4003C，其介電常數(shù)為3.38，厚度32mil，損耗角為0.0027。圖3中帶有紅色三角的曲線為該濾波器通過軟件仿真得出的頻率響應(yīng)。由圖可見，與利用L-C原型電路的仿真結(jié)果吻合良好。

三、 測試結(jié)果

為了驗(yàn)證其理論的正確性，我們加工了該濾波器的樣品。圖4為該樣品的照片。該濾波器的仿真結(jié)果是通過軟件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。電路樣品測試采用Aglient公司的四端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀N5230A，該儀器可以同時(shí)測出差模和共模的S參數(shù)。圖3為該平衡式電路的仿真與測試結(jié)果，兩者吻合良好。從該濾波器的測試結(jié)果中可以看出，低通濾波器的3dB截止頻率為1GHz，插入損耗小于0.22dB。該濾波器擁有良好的通帶性能，而且10dB的共模抑制能力可以達(dá)到2.7GHz。

四、 結(jié)論

本文提出了一種基于雙邊平行帶線的平衡式低通濾波器。通過相反的端口結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了平衡式濾波器差模響應(yīng)的低通特性。為驗(yàn)證該理論，設(shè)計(jì)并制造了該濾波器樣品，仿真與測試吻合良好。該濾波器的通帶性能良好，并磧薪峽淼墓材R種頗芰Γ適用于現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)。

致謝

項(xiàng)目基金：南通市科技計(jì)劃項(xiàng)目（GY12015021）。

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篇10

影響艦船目標(biāo)檢測的主要因素是海雜波，由于艦船目標(biāo)速度較慢，目標(biāo)多普勒譜會有大部分落入高頻海洋二階及高階回波的多普勒譜中，嚴(yán)重影響了目標(biāo)的信雜比。對于短的時(shí)間序列，傳統(tǒng)的傅里葉變換頻率分辨力太差，速度較慢的艦船目標(biāo)會被強(qiáng)大海雜波淹沒。

要解決這個(gè)問題，可以從兩個(gè)思路方面來考慮：一個(gè)是采用性能更好的雜波抑制算法，盡可能的抑制遮蔽目標(biāo)的雜波而不損害目標(biāo)會波分量；另一個(gè)是盡量提高多普勒譜的頻域分辨率，使雜波譜盡量窄一些，那樣目標(biāo)也相對容易顯現(xiàn)。本文提出一種利用高分辨譜估計(jì)方法獲得目標(biāo)回波多普勒譜然后進(jìn)行循環(huán)對消的目標(biāo)檢測方法，該方法既能提高譜的分辨率，又能更好的得到雜波信息，有利于雜波的抑制。

一、高分辨譜估計(jì)方法

高分辨譜估計(jì)方法可以得到較高頻域分辨率的多普勒譜，能夠更容易地在頻域把艦船目標(biāo)和背景干擾分開。常用的高分辨譜估計(jì)方法有Capon方法、APES算法等，本文利用Capon譜估計(jì)方法對頻率的估值較準(zhǔn)確，而APES譜估計(jì)算法對幅度估計(jì)較準(zhǔn)確的特點(diǎn)，將Capon方法與APES算法相結(jié)合，構(gòu)成CAPES算法。下面對APES幅度相位估計(jì)方法和Capon譜估計(jì)方法進(jìn)行介紹。

（一）Capon譜估計(jì)方法

Capon譜估計(jì)的原理是設(shè)計(jì)一種FIR數(shù)字濾波器，使它在保證濾波器輸入的某個(gè)頻率成分完全通過的前提下，使濾波器輸出功率最小。如果讓角頻率為的復(fù)正弦信號無失真地通過濾波器，則將濾波器的輸出功率作為對輸入信號在該頻率上的功率譜估計(jì)。

設(shè)計(jì)一個(gè)m階有限長脈沖響應(yīng)濾波器，將其濾波器系數(shù)表示為：

其中m是一個(gè)未確定的正整數(shù)。假設(shè)輸入信號為N點(diǎn)序列，則濾波器在時(shí)刻n的輸出為：

（二）APES幅度相位估計(jì)方法

APES算法是一種正弦信號的幅度相位估計(jì)方法[1]，與傳統(tǒng)傅里葉變換方法相比，APES方法獲得的多普勒譜頻域分辨率高、旁瓣較低，能更準(zhǔn)確地估計(jì)信號的幅度和相位。

APES方法可以描述為[2]：

根據(jù)最小二乘（LS）的思想，對于一個(gè)角頻率，考慮濾波器系數(shù)使濾波器輸出盡可能接近角頻率為、幅度為的單頻信號，表示復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，假設(shè)表述如下：

由上文對APES算法和Capon算法的描述可知，APES算法對信號功率譜的幅度估計(jì)更為精確，而Capon方法對功率譜的頻率估計(jì)更為準(zhǔn)確，因此我們將Capon方法與APES算法結(jié)合起來，先用Capon方法估計(jì)信號的功率譜，獲得功率譜峰值對應(yīng)的頻率，再用APES算法估計(jì)頻率處的幅度，這種CAPES算法能夠獲得信號更精確的功率譜。

二、基于高分辨譜估計(jì)的海雜波循環(huán)對消算法

海雜波對消算法是利用各種信號幅度頻率估計(jì)方法得到海雜波的峰值及峰值對應(yīng)的頻率、相位，得到海雜波峰值處對應(yīng)的單頻信號，然后從原信號中將該單頻信號減去。本文用高分辨譜估計(jì)方法代替?zhèn)鹘y(tǒng)的FFT譜估計(jì)方法，提出基于高分辨譜估計(jì)的海雜波循環(huán)對消算法。

在短的相干積累時(shí)間條件下，海雜波的時(shí)變性可以不予考慮，可以用兩個(gè)諧波分量來模擬海雜波，通過對這兩個(gè)諧波分量幅度、頻率和初始相位的估計(jì)，在時(shí)域擬合出這兩個(gè)諧波分量，再從初始信號中減去這兩個(gè)分量，就能達(dá)到雜波抑制的目的。該算法的核心在于如何精確地估計(jì)諧波分量的頻率、幅度和初始相位。因?yàn)楹ｋs波的能量往往遠(yuǎn)高于艦船目標(biāo)回波的能量，所以可以估計(jì)初始信號中能量最大的諧波分量并將其看作海雜波分量減去，這種經(jīng)過估計(jì)參數(shù)、擬合單頻信號并從原始信號中將其減去的過程要經(jīng)過多次循環(huán)重復(fù)才能較好地抑制海雜波從而讓目標(biāo)凸現(xiàn)出來。

基于高分辨譜估計(jì)的循環(huán)對消算法的具體步驟如下：

1.對于一定長度的雷達(dá)回波信號，用Capon方法得到其多普勒譜；

2.從頻譜里面提取出最大譜峰對應(yīng)的頻率；

3.用APES算法估計(jì)頻率處對應(yīng)的幅度；

4.用公式估算出該譜峰處對應(yīng)的初始相位；

5.根據(jù)估計(jì)得到的頻率，幅度以及相位，重構(gòu)出復(fù)正弦信號；

6.用原始雷達(dá)回波信號得到新的信號；

7.用CAPES算法估計(jì)新序列的多普勒譜，檢查艦船目標(biāo)是否凸顯，如果未凸顯，則繼續(xù)從步驟1開始迭代，直到艦船目標(biāo)出現(xiàn)為止。

采用步驟4中的公式估算譜峰對應(yīng)的初始相位可以使得對一階Bragg峰的擬合誤差最小。

本文提出算法的主要特點(diǎn)是頻域分辨率高、對消效果明顯，一般通過2～3次迭代就能達(dá)到較好的雜波抑制效果[8]。與傳統(tǒng)的通過傅里葉譜估計(jì)方法獲得多普勒譜的對消算法相比，該算法解決了在短相干積累時(shí)間條件下頻域分辨率不高、海雜波難以消除的問題。

三、實(shí)驗(yàn)分析

下面我們用仿真信號來驗(yàn)證本文提出的循環(huán)對消算法的有效性。

，為海雜波信號，為艦船目標(biāo)信號，為零均值、方差為1的高斯白噪聲，同取128點(diǎn)數(shù)據(jù)（以保證相同的相干積累時(shí)間）進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖1所示經(jīng)過兩次對消后，雜波被對消掉，目標(biāo)顯現(xiàn)，從而說明本文提出的目標(biāo)檢測算法是有效的。

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